Amplificadores de audio com transistores darlington, Notas de estudo de Eletrônica

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SEMICONDUCTORES S.H. s.a. AMPLIFICADORES DE AUDIO CON TRANSIS- TORES DARLINGTON COMPLEMENTARIOS DE SALIDA. NOTA DE APLICACION AN — 483 B de MOTOROLA El empleo de los modernos transistores Dar- lington monolíticos de potencia en las etapas de salida de audio permite obtener una gran simplifi- caciôn en los circuitos de alta fidelidad. En este informe técnico se detallan performance e infor- mación para el disefio de amplificadores de audio con potencias de salida comprendidas entre 15 y 60 Watts, utilizando transistores Darlington complementarios de la línea Motorola. Introducción. Los transistores Darlington monolíticos de potencia permiten una gran simplificación en los circuitos amplificadores de audio de potencia. Los amplificadores que describiremos a continua- por Sr. R.G. Ruehs ción emplean en las etapas de salida los transisto- res Darlington en versiones complementarias (PNP — NPN). Esto permite obtener una signifi- cante disminución en el costa final del amplifica- dor, ya que se eliminan los componentes de la convencional etapa excitadora de potencia, el disipador térmico del transistor excitador y los resistores de polarización de la etapa de salida. A esto se debe sumar la economía obtenida por un circuito impreso de pequefias dimensiones de dise- fio siempre y compacto. Se tratarán tres circuitos en esta nota: uno de 15 a 20 Watts de salida de media performance, otro de 15 a 60 Watts de alta performance con a- coplamiento de ca a la salida y un tercero de 15 a 60 Watts de alta nerformance con acopla- miento de cc. — SEMICONDUCTORES S. H. s. A. — TABLA 1 Lista de Materiales | Potencia RMS 15 W 20W Carga 402 son |49n 80 j Vcc 32V 40V |36V 46V R2 4.3k 5.6k |5.1k 4.3Kk R3 B2k 120k |/100k 130k R6 S3k 3J.9k |3.3k 4.7k Performance típica Corriente de reposo (ajustable con Ry 20 mA Sensibilidad nominal de entrada para plena potencia de salida 1Vems Distorsión armânica total para salida nominal 50 Hz a 20 KHz 0,5 % Distorsión armônica total a 1 Watt de salida y 1 KHz Impedancia de entrada 0,2 % 10 KM AMPLIFICADOR DE 15-20 WATTS. El circuito del amplificador de 15-20 Watts de potencia se ilustra en la fig. Nº 1. Para asegurar una máxima excursión de la sefial aplicada, la ten- sión “central” de corriente continua (el punto común de los resistores R8y R9) debe ser la mitad de la tensión Vcc. Esto se lleva a cabo por la rea- limentación de corriente continua desde este pun- to a la base del transistor Q1 a través del resistor R3. Los resistores R2 y R3 forman un divisor de tensión que provee la polarización de corriente continua a la báse del transistor Q1. Si se carga este divisor de tensión con la corriente de base de Q1,la tensión central de este divisor de tensión puede ocasionar cambios en el valor HpE del tran- sistor Ql. Para prevenir este cambio, la corriente continua en el divisor de tensión R2, R3, se hace por lo menos diez veces la máxima corriente de base del transistor Q1. El transistor Q2 es utilizado para polarizar directamente a los transistores Darlington de sali- da. Los resistores R4, RV y R5 forman un divisor resistivo que permite que la tensión colector— emisor de Q2 sea aproximadamente 2,4 Volts para la polarización de la etapa de salida. EI resistor RV es variable y del tipo “preajuste” por lo que la Ig de Q2 puede ser ajustada y conse- cuentemente la corriente continua de reposo de los transistores de salida puede ser levada para un mínimo de distorsión por cruce. 20 mA son sufi- cientes para evitar este tipo de distorsión y obtener un correcto funcionamiento. La tensión VÊ de Q2 sigue las características de VBE(on) en función de la temperatura de Q3 y Q4 adecuadamente. De esta forma si Q2 se halla montado sobre un disipador térmico con los transistores de salida, la corriente continua de re- poso se mantiene dentro de límites adecuados sobre el rango de temperatura. Para asegurar una máxima excursión durante el pico negativo de la sefial, el resistor R6 se co- necta al capacitor de acoplamiento de salida del lado del parlante. De esta forma se usa la carga de corriente continua en el capacitor de acopla- miento para proveer la corriente de excitaciôn a la base de Q4 a través de R6 (bootstrapping). Los componentes y sus valcres típicos, como así también las características del amplificador de 15-20 Watts se detallan en la tabla 1. o emma cata — SEMICONDUCTORES S. H. s. A. — AMPLIFICADOR DE 15-60 WATTS CON ACO PLAMIENTO DE CA.: El circuito del amplificador de 15-60 Watts máxima excursión de la sefial de salida. Los resis- con acoplamiento de corriente alterna se muestra tores Ri, R2 y R3 forman un divisor de tensión enla fig. Nº2. que permite que la tensión en la base de QI sea Como en el circuito previo, la tensión central aproximadamente 1,5 Volts por encima de 1/2 debe ser la mitad de la tensión VCC para iina de VCc. c2 º 0.39 Entrada o 2500 LF 1uF Vá |] é IA Ra ca $1 50 + 0.39 E o6 Imz2361 Nota 2: Los valores indicados son co- munes a todos los amplificado- Nota 1: Todos los resistores son al res. Entre los valores no indi- + 10 % excepto los indicados cados figuran las tensiones de con * que serán alt 5 de to- trabajo de los capacitores e- lerancia. lectrolíticos, las que se deta- lan en la tabla 1, La perfor- mance se indica en la tabia Ill. Fig. 2. Amplificador de potencia de 15 a 60 Watts con acoplamiento de CA. — SEMICONDUCTORES S. H. s.A. - Esto mantendrá la tensión central a 1/2 VCC ya que existe una caída de tensión constante de 1.5 V desde la base de Qi hasta el punto central de la salida. Esta caída de tensión es originada por la ten- sión diodo. base-emisor del transistor Q1 y la caída de tensión debida a la corriente de colector del mismo transistor a través de R6. La tensión de corriente continua a través de R4 esta determi- nada por la tensión VBE(on) del transistor Q2. La corriente de colector del transistor Q1y la corriente en R6 está dada por: V Q2 0,6 BE (on) " = 0,33 mA R4 1,8 KQ La ganancia del lazo de ca de este circuito será: La impedancia de entrada está determinada por las resistencias equivalentes en paralelo R2 y R3. R El transistor ty see, aproximadamente, una ganancia de tensión de 60 dB y determina el polo dominante del amplificador. Se emplea un capaci- tor de 50 pF en esta etapa para prevenir oscilacio- nes de alta frecuencia. El transistor Q3 es usado, como en el circuito anterior, para polarizar directamente los transis- tores Darlington de salida y prevenir la distorsión por cruce. Q4 es utilizado como una fuente de corriente constante a efecto de eliminar el “bootstraping” de la base de Q6. Este elimina los efectos del capacitor de “bootstraping” sobre la frecuencia y se obtiene menor distorsión en bajas frecuencias. La tensiôn colector-emisor de Q3 es función de su misma corriente de colector. Por lo tanto, para eliminar la distorsión por cruce, cuando se emplea una fuente con pobre regulación para VCC, es ne- cesario lograr que la fuente de corriente constante Q4 sea independiente de las variaciones de VCC. El diodo Dil es usado a estos efectos ya que su voltaje directo y, consecuentemente, el voltaje a través de R8 son relativamente constantes con respecto a las variaciones de corriente en Di. El zumbido y ruido desde la fuente de alimen- tación son filtrados por Ri y Cl. La tabla II indica los componentes utilizados para los circuitos de 15 — 60 Watts. La tabla II y la fig. Nº 3 muestran la performance típica del amplificador. 0.30 E f 0.25 = s o q 0.20 E ; o ia Plena potencia nominal de salida ê 1 0.15 em nm 5 PIN 100 mW de salida 9 D+ E 010 ê E a] 0.05 20 so 100 1k 10k Frecusncia (Hz), Fig. 3. Distorsión armónica total típica versus frecuencia para el amplificador de la fig. 2. 5 dd — SEMICONDUCTORES S. H.s.: AMPLIFICADOR DE 15 a 60 WATTS CON ACOPLAMIENTO DE CC. El circuito del amplificador de 15 a 60 Watts a cero Volts de cc no solamente para asegurar con acoplamiento de cc se ilustra en la fig. Nº4. una máxima excursión de sefial, sino también La tensión central de salida debe mantenerse para prevenir corriente continua en el parlante. 10 uF/6 V = (0V) Todos los resistores sor ai ft 10 % excepto cuan- do se agrega * que indica una tolerancia igual al + 5% MzZ92 10 a, 10 S2/2 W Alambre esmaitado Nº 20 bobinado a espiras juntas sobre un resistor de 10 Sl/ 2w. Fig. 4. Amplificador de potencia de 15 a 60 Watts con acoplamiento de CC. Distorsión armónica total (%) — SEMICONDUCTORES S. H. s. A. — La tensión central cero. es obtenida por el uso de una fuente “partida” y un amplificador diferen- cial en el circuito de entrada. La sefial de entrada en la base del amplificador diferencial (Q1) esta referida a cero Volts a través de R1. Un cien- to por ciento de realimentación de cc es aplicada a la base de Q2 a través de R6. De esta forma el amplificador está acoplado enteramente en co- rriente continua y cualquier tensión offset que pueda aparecer a la salida será corregida por la acción diferencial de Q1 y Q2. Resulta esencial que Qi y Q2 estén verdadera- mente apareados, puesto que ninguna diferencia en la corriente de base y la tensión VBE (on) será reflejada como un error de tensión en la sali- da. Los transistores Q1 y Q2 están polarizados a 1 mA de corriente de colector cada uno. Un diodo zener de 10 Volts, conjuntamente con R3 se utili- zan para mantener este nivel de corriente. El dio- do zener provee también el filtrado para prevenir zumbido y ruido que de la línea —Vcc puedan Negar a la etapa de entrada. El valor del resistor de R4 se elige para 4 mA; 2 mA para el diodo ze- ner y 2 mA para el amplificador diferencial. Vcc — 10V R=————S 4mA La ganancia del lazo de ca del amplificador esta determinada por: R6 Av=R57 La parte restante del circuito opera en forma similar al descripto en la fig. Nº 2 con acoplamien- to de ca. El choque utilizado en la salida previens osciia- ciones de alta frecuencia que podrian ocurrir con una carga capacitiva. La tabla IV indica los componentes para este circuito. La tabla V y la fig. Nº 5 muestran la performance típica de este amplificador. 0.20 T 0.15 a GR E | Plena potencia nominal de sãld: Pd 0.10 tt Fe Í T T+ f 100 mW de salida [nt IR 0.05 20 so 100 1k 10k 20k 30k Frecuencia (Hz) Fig. 5. Distorsión armónica total típica para el amplificador de la fig. 4. — SEMICONDUCTORES 8. H. s. A. — POLARIZACION DE LA ETAPA DE SALIDA. La polarización de la etapa de salida paga los circuitos de las figs. 2 y 4 se halla controlada por los transistores Q3 y Q4, respectivamente. Estos transistores deben tener un hrE mayor que 100 y así la corriente a través de R1 y R2 puede Al colector de Q2 603. ser menor de un décimo de la corriente de colec- tor. Si esta condición es satisfecha, la caida de ten- va sión base—emisor de Q3 y Q4 puede ser conside- rada como una tensión de referencia y los valores do de R1 y R2 pueden ser calculados de la siguiente VR — 03604 ecuación: e vi RI VR 1+ R2 (ver fig. 6) Al colector de Q4 6 Q5 Por ejemplo, el transistor Darlington Motorola MPS-A13 se sugiere para desempefiar esta fun- ción. La tensión base-emisor típica es de 1,15 Volts, la que resulta igual a VR. V1 esa tensión de establecimiento total para los transistores de sa- lida y es típicamente 2,4 Volts. La resistencia to- tal, R1 + R2 debe ser elegida de tal manera que la corriente a través de ella es inferior a una déci- . . o ma parte de la corriente de colector, que es aproxi- Fig. 6. Circuito de polarización de la etapa de sali madamente 20 mA. Si R2 se elige de 2,2 KQ, dc estas condiciones quedarán definitivamente satis- fechas. R2 no debe ser elegida mucho mayor que esto o el mínimo hrE requerido por el transistor de polarización será más alto. TABLA VI | Potencia | impedancia de carga Valor Watts (RMS) (Ohms) de R1 (Ohms) EA a 330 8 150 â 470 is 8 180 4 ao 4 510 8 220 4 750 — E 390 E 4 910 so 8 560 4 1.0k a l 8. 620 10 — SEMICONDUCTORES 5. H.s. A. — Rº!y R2sonal É 5 de tolerancia. Fig. 7. Circuito de protección contra sobrecargas para los amplificadores de las figs. 1, 2y 3. Pero empleando las condiciones conocidas: VR = 1,15 Volts; VL=24Vy R2=2,2KQ Ri es calculada de 2,2 K92 utilizando la ecuaciôn recientemente indicada. Para prevenir variaciones de VBE y HF en los transistores de polarización y de salida, R1 es reemplazada por un potenció- metro de preajuste y un resistor. En este ejemplo, el potenciómetro de preajuste es de' 1KS y el resistor tiene un valor de 2,2 Kº para poder realizar dicho ajuste. PROTECCION DE SOBRECARGAS. “Un circuito para protección de sobrecarga aplicabls a los circuitos amplificadores que se des- criben en esta nota se ilustra en la fig. Nº 7. Este circuito mantiene a los transistores de salida dentro del área de operación segura (SOA) ante un eventual cortocircuito en la salida, Los resistores R1l y R2 forman un divisor de tensión sensible al pico de corriente fluyente a través de los transistores, de salida y el resistor Re. Este divisor es elegido para llevar a Q1 y Q2 a conducción cuando la curriente de salida exce- de el máximo nivel normal de operación. Cuando Q1 y Q2 conducen, limitan la excita- ción a las bases de los transistores de salida y por consiguiente limitan la corriente de salida. El tran- sistor Q1 es asociado a la sefial positiva (semiciclo positivo) y Q2 al semiciclo negativo. El diodo DI previene la juntura colector—base de los tran- sistores Q1 y Q2 de la polarización directa du- rante condiciones normales de sefial, lo que originaría distorsión en la forma de onda de salida. Mientras la salida esta cortocircuitada, la. disi- pación de potencia promedio aumenta cuatro ve- ces por sobre la potencia normal de disipación. El tiempo que puede permanecer cortocircuitada la salida depende estrictamente de la medida y ca- pacidad térmica del disipador de los transistores de salida. Cuando se utilicen los disipadores minimos especificados en las tablas I, Il y IV y el circuito opere a 25ºC de temperatura ambiente, la salida puede permanecer cortocircuitada por unos po- cos minutos sin peligro de deterioro. Los circuitos de protección de “línea de carga” pueden ser también utilizados en los amplificadores Darling- ton para protección de sobrecargas durante largos períodos de tiempo. La tabla VI detalla los valores del resistor R1 para el circuito de la fig. Nº 7. que ante una even- tual sobrecarga provee el funcionamiento de los transistores de salida dentro del área de operación segura para todos los amplificadores aqui descrip- tos. CONCLUSION. Se han descripto en esta nota los circuitos de amplificadores de audiofrecuencia de 15 a 60 Watts utilizando transistores Darlington de poten- cia de salida. Los circuitos tratados ilustran la simplificación obtenida con empleo de estos semiconductores. Las performances de estos am- plifiçadores es igual a los circuitos en los que se utilizan los mejores componentes discretos de si- lício. n — SEMICONDUCTORES S. H.s. A. — EE a gerem — re Rai = GANANCIA CORRIENTE CONTINUA 2 GANANCIA DE CORRIENTE PARA PEQUERAS SERALES | tj 59.000 HF === E-E a =E=E | g 3000 T TTITT! b E EN 1 “= IT 2 2000 I— a E 20,000 — +++ HH é | a]! w —A E md E | | io u 10,000 ae DS a À + = ++ FE: a 1000 E—+—+ + + + po e o mm E — ca H A+ é 5000 HA t ê ER RD E ads CI ú Eae RL mi a | : E AL | | M + +t+ + é 2000 2500 AP = Ra O 4 É | H & 1000 a = A [mà | |||! é : 2 tt [li z e A ae! HH HE E || | | ui = i i o Mp) ti H =ESà = 20 no UERR EO « Em Ne 1 Fe al] E (Sci ES Eid Sb O E li VCE = 3.0 Volts HH = Li a q H o 100 Pa = ra are A E z G0p-= == — ++ a e E E « 50E 1 — E 5 30 | | Í FT 001 005 01 02 05 10 20 50 10 Los 105 108 É CORRIENTE COLECTOR (lc, AMP.) f, FRECUENCIA (Hz) ã AREA DE OPERACION SEGURA EN CC. ” 15 T = VETDTOITIO T S 10 IE MRE == 30 M Tso e 1 L Tj=259C Es | ô A Ati . ——* | - 25 + ER E 30F —+ e É po — + + = E 1 di 1 a a H o 20 Rito 1 E + 7 + 8 20 q Hecesantl: 9 A H + pai Dora = 280 —— ds AJALIU Do $a a a E E VBElsa) 8 clip = 250 + a ME 18 MESES e mo fura o. do BEE = 4d 1 | O 07 — —; Limitación térmica E Tc = o ' a -+ 1 uy | PR uesch + ê EE e f “VBE E VCE=30V | 4 RA E 05 Enni hem cb de co ] Ê Litt ] | [= ng 1 a TR : ADA corn ER RE ES IR RS iron MUSOO, nino jr T né [1d ERR ] us I | | 05[-—— trt ul ER E 2 E O O DS O RL Mudo == T | | Rea es E E E . 0 | | = J HH J Ly o na [ Ji | | L L N Ji 001 002 005 01 02 10 20 50 10 10 20 30 50 70 10 7 30 50 70 100 CORRIENTE COLECTOR (lc, AMP.) TENSION COLECTOR — EMISOR (VcE. VOLTS) PAR COMPLEMENTARIO DARLINGTON DE SALIDA MJ901 — MJ1001 8 AMPER 80 VOLTS 90 WATTS e 1.550 MAX - 08 | = MAR | 0.250 [o DIA | 0300 E a L ] |o03o = re) “Oda DIA o BASEL O | 0440 | 117 | 0480 | E Ti 0.151 0.655 DIA e CAJA 11 iii Sm 0.20 | | | Colector conectado a la caja 025 || 4 | 0.420 Para convertir las medidas dadas en pulgadas en | 0440 milímetros, multiplique por 25,4. T ) o a 1. BASE 2. EMISOR TO-3 13 — SEMICONDUCTORES S. H.s. A — GANANCIA CORRIENTE CONTINUA É GANANCIA DE CORRIENTE PARA PEQUERAS SERALES =” E [M, e "n , me fé sunoo wu MT TT A RD = 2000 + HH ++ = | < 20.000 E At Ti jr e) ui | Hi Llilli [| £ 10,000 E — " 1009 A e y AA | = 4 e hi & so Ê ec E E ER ERES E o es MM E E É 80 BA EG ui 2000 pe E = iTItem A N IT o E É & 1000 e Es Em 4 o Eu es à ar - E = VCE = 3.0 Vdc E 500 E : x Ig = 5.0 Ade e) f S 10 HH A o mo A -550€ « = e e < jz VCE = 3.0 Volts + - E ER H| 9 10 E A - 2 + - + À L q Ac 4 E — & 00 002 005 01 02 05 10 20 50 10 Tom 104 105 “ oB G a CORRIENTE COLECTOR (lc, AMP.) f, FRECUENCIA (Hz) AREA DE OPERACION SEGURA EN CC. 35 +. vE=E=2e: == — H 2 7 30 É so — E] — Ty = 25º€ ô as 230 P 25 E —— Limitación ruptura secundaria 4 O ?S|=== Uimitación térmica É Tc = 25 — 9 20 1 —- —. Limitaciôn terminal de conexlón = DER VBElsat) € Ic/IB = 250 uU io H 6 15 E — rara : 2 ME + “a = ses j Z VBE GVCE=30V w 05 HH Wi 10 —- À + 5 L 03 + u os | VCE(sat) E ç/1B = 250 = ep MJ3000 RE H EE E Ty = 2009€ si 0 ] o 01 | ] j & 001 002 005 01 02 05 10 20 50 10 10 20 30 50 70 10 22 30 SO 70 10 CORRIENTE COLECTOR (lc, AMP") TENSION COLECTOR — EMISOR (Vcg. VOLTS) PAR COMPLEMENTARIO DARLINGTON DE SALIDA MJE1090 — MJE1100 60 VOLTS — 5 AMPER — 70 WATTS E sta ' . H L i MJE 1090 MJE1091 MJE 1092 ! ] MJE 1093 ; MJE 1100 MJE1101 E MJE 1102 : MJE 1103 D-—= == EG 1 ' = 1 8 E= Pata 1: Emisor Ds dj Area de contacto, -! - Mo" 2: Colector “del disipador. ” 3: Base 'Pulgadas |Milimetros MIN | MAX | MIN | MAX 0495 | 0505 | 12570 | 12.830 Q125 [0135 | 3180) 343 0635 | 0645 | 15130 | 16.380] 0043 | 0049 1090 1.240 e | EH a o E [=] = 0115 | 2670 | 2920 | DGE TP amore | 0075 [ 0085 | 1910] 270 É 00 | 4.950 [J . 3510 | 3760 ESB) 15.110 | 16.380 L ! ] 0813] 0.864 MT 90 TYP [ NJ) 02570 - 6220 |] 6.580 CAJA 90-05 PST TEU dd ade 14